глубокая оос усилителя что это
8.5.4 Характеристики усилителей с ООС
Введение ООС в усилительные схемы приводит к ряду положительных результатов. Рассмотрим некоторые из них.
Стабилизация коэффициента передачи
Поскольку в цепях ОС обычно используются достаточно стабильные линейные пассивные элементы, Koc можно считать величиной постоянной. Поэтому:
.
Таким образом нестабильность усилителя с ООС 
K * меньше нестабильности усилителя без ООС.
.
Следовательно, усилитель с глубокой ООС, имеет коэффициент передачи, определяющийся только цепью ОС, и поэтому очень стабилен.
Ослабление нелинейных искажений
Нелинейные искажения в усилителе обусловлены выходом мгновенных значений сигналов за пределы линейной части амплитудной характеристики усилителя Um,вых(Um,вх).
Поскольку введение отрицательной ОС уменьшает коэффициент передачи в (1+KKос) раз, во столько же раз может быть увеличено входное напряжение, соответствующее началу нелинейного участка амплитудной характеристики.
На рис.16 показаны амплитудные характеристики усилителя без ООС и с ООС.
Частотные характеристики усилителя с ООС
При K( w )Koc (w )>>1 в достаточно широкой полосе частот, имеем 
В современной схемотехнике ОС используются очень широко. Часто применяют несколько цепей ОС, охватывая ими или отдельные каскады или цепочки каскадов. Знание теории ОС позволяет выявить появление возможных паразитных положительных ОС, приводящих к неустойчивой работе усилителя, и успешно бороться с этим явлением.
Ряд современных усилителей, называемых операционными, применяются только с использованием различных ООС, что позволяет получать устройства с заданными характеристиками.
В таблице даны основные параметры схем с отрицательными обратными связями.
Последоват. ООС по напряжению
Последоват. ООС по току
Параллельная ООС по напряжению
Параллельная ООС по току
Rвых (1+Kос,iKi)
Идентификация типа ОС
КЗ на выходе
ХХ на выходе
КЗ на выходе
ХХ на выходе
© Андреевская Т.М., РЭ, МГИЭМ, 2004
Тема: Влияние сопротивления ООС на звучание УМЗЧ
Опции темы
Влияние сопротивления ООС на звучание УМЗЧ
Если не вдаваться в детали, то эти два вопроса однозначно взаимосвязаны, т.к. изменение сопротивления цепи общей ООС должно сопровождаться изменением других элементов, что приведет к изменению входного сопротивления.
Итог: в область НЧ пропала «мясистость» и «раскатистость» ударных, звук стал «суше»; в области ВЧ заметно снизилась «воздушность», в тарелках уменьшился металлический звон.
В качестве иллюстрации важности темы я провёл моделирование АЧХ всего УМЗЧ для различных наборов R2, R3, R4, С1 и С4 (R1 = 1 КОм, С2 = 1 нФ и С4 = 220 мкФ оставались неизменными).
1) R2 = 3 КОм, R3 = 3 КОм, R4 = 0,1 КОм, С1 = 4,7 мкФ;
2) R2 = 6,2 КОм, R3 = 6,2 КОм, R4 = 0,24 КОм, С1 = 2,2 мкФ;
3) R2 = 11 КОм, R3 = 11 КОм, R4 = 0,47 КОм, С1 = 1,1 мкФ;
4) R2 = 22 КОм, R3 = 22 КОм, R4 = 0,91 КОм, С1 = 0,68 мкФ;
5) R2 = 30 КОм, R3 = 30 КОм, R4 = 1,3 КОм, С1 = 0,47 мкФ;
6) R2 = 47 КОм, R3 = 47 КОм, R4 = 2 КОм, С1 = 0,33 мкФ.
Номиналы брались из стандартного ряда и подбирались для максимальной близости результата. Ранее эти наборы мной прослушивались.
Как видим, АЧХ практически одинаковая, КУ практически одинаковый, несущественное различие в громкости (менее 0,5 dB) и спаде НЧ (около 20 Гц), готов поспорить, никто из людей (кроме Моцарта или Бетховена) в слепом тесте не услышит.
Но эти наборы таки значительно меняют звучание усилителя! Я наиболее это слышу на различных барабанах (выше 40 Гц) и на тарелках.
И что же с этим делать?
Допустим, у Вас в работе, или уже сделан УМЗЧ, в цепи ОООС которого стоит резистор менее 10 КОм. Увеличьте его (совместно с соответствующим изменением других элементов) на одном канале, подберите номинал начиная от 22 КОм. Велика вероятность, что всего восемью движениями паяльника вы добьётесь кардинального изменения звучания. А потом сами решите, как с этим дальше жить.
Ламповый УМЗЧ с глубокой ООС
При конструировании ламповых усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) многие авторы используют выходные каскады, работающие в классе А. Аргументируют они свое решение минимальным коэффициентом нелинейных искажений подобных каскадов. Однако каскады, работающие в классе А, имеют достаточно приличный начальный ток анода (рабочая точка лежит на середине линейного участка характеристики лампы). Следовательно, КПД лампы будет весьма низким. Постоянный ток, протекающий через лампу, будет разогревать ее электроды. Если не предусмотреть принудительного охлаждения ламп, то их электроды будут интенсивно разрушаться. Следует отметить, что при построении усилителей класса А с выходной мощностью 10. 20 Вт, еще можно создать компактную систему охлаждения. Но если усилитель рассчитывать, например, на 100 Вт, то придется сооружать весьма громоздкий «охладитель».
Поэтому выгоднее использовать более экономичный режим работы ламп в классе В. Недостатком данного режима является повышенный уровень нелинейных искажений. Связано это с тем, что в данном режиме рабочая точка лампы лежит в более нелинейном начальном участке характеристики лампы. При двухтактной схеме включения ламп это вызывает искажения в виде «ступеньки». Существует весьма простой способ компенсации подобных искажений. Для этого усилитель необходимо охватить глубокой отрицательной обратной связью.
Предлагаемый усилитель питается от двухтрансформаторного источника питания (рис.1). Трансформатор ТЗ обеспечивает питанием анодные цепи всей схемы и сеточные цепи выходных ламп усилителя, Т4 формирует накальные напряжения, напряжения смещения на сетках выходных ламп и напряжение для питания вентиляторов, охлаждающих усилитель. Для уменьшения уровня фона накал ламп предварительного усилителя осуществляется от источника постоянного тока.
Рис.1. Двухтрансформаторный источник питания
Принципиальная схема усилителя изображена на рис.2. На малогабаритном двойном триоде VL1 собран предварительный усилитель. Уровни входных сигналов регулируются переменными резисторами R1 и R2. Сигналы левого и правого каналов подаются на трехполосные регуляторы тембра. Далее сигналы через компенсирующий усилитель на двойном триоде VL2 поступают на фазоинверторы на двойном триоде VL3. Корректирующие RC-цепи, подключенные к катодам триодов VL2, снижают нелинейные искажения усилителя и предотвращают его самовозбуждение на инфранизких частотах. На анодах VL3 получаются противофазные сигналы, необходимые для работы двухтактных выходных каскадов. Противофазные сигналы «раскачиваются» предварительными усилителями на двойных триодах VL4, VL5 до уровней, необходимых для возбуждения выходных ламп VL6. VL9. Оба тетрода в каждой лампе для увеличения отдаваемой мощности включены параллельно. Нагрузкой ламп служат выходные трансформаторы Т1, Т2.
Рис.2. Принципиальная схема усилителя
Параметры усилителя:
Полоса частот (при неравномерности АЧХ ±1,5 дБ>, Гц: 20. 26000
Чувствительность со входов, мВ: 250
Входное сопротивление, МОм: 1
Номинальная выходная мощность, Вт: 80
Пиковая выходная мощность, Вт: 120
Коэффициент нелинейных искажений (при выходной мощности 50 Вт), %, не более: 0,4
Уровень фона 50 Гц, не более, дБ: 80
Выходное сопротивление, Ом: 8
Трансформаторы согласуют высокое сопротивление ламп с сопротивлением акустических систем.
Рис.3. Порядок намотки обмоток для Т1 и Т2
Налаживание усилителя начинают с источника питания. Снимают с панелек лампы VL6. VL9 и включают питание. При этом должен загореться HL1, а М1 и М2 должны заработать. Измеряют постоянные выходные напряжения, которые должны отличаться от указанных по схеме не более чем на ±10%. Движки регуляторов громкости устанавливают в крайнее правое, а регуляторов тембра — в среднее положение. Временно отключают цепи ООС (R52, С46, С47, R75, С38, С51). На входы ЛК и ПК подают синусоидальные сигналы частотой 1 кГц и амплитудой 250 мВ. Двухканальным осциллографом контролируют противофазные сигналы на анодах ламп VL4, VL5 (их амплитуды должны быть одинаковыми, а форма неискаженной). Устанавливают на место VL6. VL9, а к выходам подключают либо акустические системы, либо (лучше) эквиваленты нагрузки (резисторы 8 Ом х 150 Вт). На выходе также должен наблюдаться неискаженный сигнал. Восстанавливают цепи ООС. Если усилитель будет самовозбуждаться, следует подобрать емкости С38, С47 или резисторы R52, R75. При этом нельзя сильно уменьшать ООС, поскольку соответственно увеличится коэффициент нелинейных искажений. На этом настройка усилителя заканчивается.
В целях правильной эксплуатации усилителя следует помнить, что включение усилителя без нагрузки категорически воспрещается. Несоблюдение данного требования приведет к выходу из строя выходных ламп и трансформаторов.
3. УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Обратная связь (ОС) находит широкое применение в разнообразных АЭУ, в т.ч. и в УУ. В УУ введение ОС призвано улучшить ряд основных показателей или придать новые специфические свойства. Особую, принципиальную роль ОС играет в микроэлектронных УУ. Можно утверждать, что без широкого использования ОС было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.
Обратной связью называется передача части (или всей) энергии сигнала с выхода на вход устройства. Сниматься сигнал обратной связи может с выхода всего устройства или с какого-либо промежуточного каскада. ОС, охватывающую один каскад, принято называть местной, а охватывающую несколько каскадов или весь многокаскадный УУ — общей.
Структурная схема УУ с ОС приведена на рисунке 3.1.
Согласно классической теории ОС, влияние ОС на качественные показатели УУ определяются возвратной разностью (глубиной ОС):
Следование классической теории ОС приводит к сложности вычислений, преодолимой только с помощью ЭВМ.
С помощью ПООСТ удается уменьшить нелинейные искажения в УУ, поскольку с увеличением F будет уменьшаться напряжение управления усилителем, его работа станет осуществляться на меньшем участке ВАХ активного элемента (транзистора), а это приведет к уменьшению коэффициента гармоник. В подразделе 8.1 приведены расчетные соотношения для коэффициента гармоник усилителя, охваченного ООС последовательного типа. Приближенно оценить влияние ПООСТ на коэффициент гармоник можно по соотношению:
Все вышесказанное в равной мере относится и к каскаду на БТ с ОЭ и ПООСТ (схема каскада не приводится ввиду идентичности ее топологии схеме рисунка 3.3).
Входное сопротивление усилителя с ООС определяется способом подачи напряжения ОС во входную цепь. Согласно элементарной теории ОС, ПООСТ увеличивает входное сопротивление усилителя в F раз, т.е.
Выражение для входного сопротивления каскада с ОЭ на БТ с ПООСТ, определенное по методике подраздела 2.3, имеет вид:
При известных допущениях последние два выражения дают близкие результаты.
Входное сопротивление каскада с ОИ на ПТ определяется Rз (см. подраздел 2.9), поэтому практически не меняется при охвате каскада ПООСТ.
Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия напряжения ОС с нагрузки усилителя. Согласно элементарной теории ОС, ПООСТ увеличивает выходное сопротивление усилителя в F раз, т.е.
На СЧ выходное сопротивление каскадов на ПТ (ОИ) и БТ (ОЭ) определяется в большинстве случаев соответственно номиналами Rс и Rк, поэтому данная ООС его практически не меняет.
На рисунке 3.3б приведена схема каскада с ОИ и ПООСТ в области ВЧ. Данный каскад еще носит название каскада с истоковой коррекцией, т.к. основной целью введения в каскад ООС является коррекция АЧХ в области ВЧ.
Поскольку цепь ООС (RосCос) частотнозависима, то |F| с ростом частоты уменьшается относительно своего значения на СЧ, что приводит к относительному возрастанию |KОС| на ВЧ. С точки зрения коррекции временных характеристик, уменьшение tу каскада объясняется зарядом Cос, что приводит к медленному нарастанию Uос, и, следовательно, к увеличению коэффициента усиления в области МВ, а это, в свою очередь, сокращает время заряда Cн, которое, собственно, и определяет tу.
Анализ влияния ПООСТ вначале проведем для случая резистивной цепи ОС (Cос=0). Учитывая, что крутизна ПТ практически не зависит от частоты (см. подраздел 2.4.2), можно сказать, что во всем диапазоне рабочих частот глубина ООС F=const, уменьшение коэффициента усиления по всему диапазону рабочих часто одинаково и коррекция отсутствует.
Воспользовавшись рекомендациями подраздела 2.3,получим выражение для комплексного коэффициента передачи каскада с токовой коррекцией (цепь ОС комплексная, RосCос) на ВЧ:
Анализ полученного выражения упрощается в предположении τв=τОС. При этом условии имеем:
Уменьшение постоянной времени каскада в области ВЧ приводит к увеличению верхней граничной частоты fв (уменьшению tу) каскада. Площадь усиления каскада с ОИ и истоковой коррекцией при этом не меняется:
Расчет каскада с истоковой коррекцией в области НЧ ничем не отличается от расчета некорректированного каскада за исключением того, что формула для постоянной времени цепи истока будет выглядеть иначе:
В зависимости от цели введения ООС в каскад, глубину ООС можно определить по следующим соотношениям:
Каскад с ОЭ и ПООСТ еще носит название каскада с эмиттерной коррекцией.
В отличие от ПТ, в БТ крутизна частотнозависима, поэтому даже при частотно-независимой цепи ООС (Cос=0) наблюдается эффект коррекции АЧХ и ПХ за счет уменьшения глубины ООС на ВЧ:
Нетрудно увидеть, что эмиттерная коррекция каскада на БТ при частотно-независимой цепи ООС (Cос=0) эффективна при τ2 > 1) получаем:
Входное сопротивление усилителя с ∥ООСН определится как:
Величину выходного сопротивления УУ, охваченного ∥ООСН, можно приближенно оценить по уже известному соотношению:
Из изложенного следует, что ∥ООСН стабилизирует сквозной коэффициент усиления по напряжению при постоянном сопротивлении источника сигнала, уменьшает входное и выходное сопротивления усилителя.
Каскад на БТ с ОЭ и ∥ООСН представлен на рисунке 3.5.
Рисунок 3.5. Усилительный каскад на БТ с ОЭ и ∥ООСН
При ∥ООСН выходное напряжение каскада вызывает ток ОС, протекающий через цепь ОС RосLосCрос. Ранее (см. подраздел 2.6) рассматривалась схема коллекторной термостабилизации, работа которой основана на действии ∥ООСН. В данном же каскаде ∥ООСН действует только на частотах сигнала, что отражено на рисунке 3.5б.
Воспользовавшись рекомендациями подраздела 2.3, получим выражения для основных параметров в области СЧ. Для коэффициента усиления по напряжению получим:
т.к. S0Rос>>1, Rэкв=Rк∥Rн. В большинстве случаев Rос>Rэкв, поэтому K0 меняется незначительно. Само же изменение K0 объясняется тем, что, в отличие от классической структуры УУ с ∥ООСН, в реальной схеме каскада нет столь четкого разделения цепи ОС и цепи прямого усиления.
Входное сопротивление каскада с ∥ООСН равно:
Выходное сопротивление каскада с ∥ООСН равно:
Для определения параметров каскада в области ВЧ следует воспользоваться соотношениями для каскада с ОЭ (см. подраздел 2.5), принимая во внимание, что при расчете постоянной времени каскада τв следует учитывать выходное сопротивление каскада с ∥ООСН, т.е. Rэкв=Rвых∥Rн и влияние ∥ООСН на крутизну — S0ОС=S0–1/Rос.
Следует заметить, что существует возможность коррекции АЧХ (ПХ) в области ВЧ (МВ) путем включения последовательно с Rос корректирующей индуктивности Lос. Эффект коррекции объясняется уменьшением глубины ООС в области ВЧ (МВ). Расчет каскада с ОЭ и ∥ООСН в области НЧ ничем не отличается от расчета каскада без ОС (следует только учитывать изменение Rвх и Rвых при расчете постоянных времени разделительных цепей), исключение составляет расчет разделительной емкости Cрос из условия XCрос≤Rос/(10…20).
Следует заметить, что существует возможность коррекции АЧХ (ПХ) в области НЧ (БВ) путем уменьшения емкости Cрос. Эффект коррекции объясняется уменьшением глубины ООС в области НЧ (БВ).
Механизм действия ∥ООСН в каскаде на ПТ с ОИ (схема не приводится ввиду совпадения ее топологии рисунку 3.5) во многом идентичен только что рассмотренному. Приведем расчетные соотношения для основных параметров каскада на ПТ с ∥ООСН:
Все вышесказанное о влиянии ∥ООСН на АЧХ (ПХ) каскада на БТ справедливо и для каскада на ПТ.
∥ООСН обычно применяют тогда, когда требуется понизить входное сопротивление каскада, что необходимо во входных каскадах УУ, работающих в низкоомном согласованном тракте передачи.
3.5. Параллельная ООС по току
На рисунке 3.6 приведена схема двухкаскадного усилителя, охваченного общей параллельной ООС по току (∥ООСТ), которая вводится в усилитель путем включения резистора Rос.
Рисунок 3.6. Усилитель с общей ∥ООСТ
Напряжение ОС снимается с резистора Rэ2, включенного последовательно с нагрузкой усилителя. Напряжение ОС, пропорциональное выходному току усилителя, образует ток Iос, протекающий через Rос. Во входной цепи УУ происходит алгебраическое сложение токов Iвх и Iос. Поскольку ∥ООСТ применяется в основном в усилителях тока, то логично оценить ее воздействие на коэффициент усиления по току:
Если принять, что KI усилителя без ОС велик и источник сигнала имеет большое внутреннее сопротивление (т.е. представляет собой источник тока), то KI ОС≈(Rос+Rэ2)/Rэ2. Если Rос>>Rэ2, то KI ОС≈Rос/Rэ2. Следовательно, ∥ООСТ стабилизирует коэффициент передачи по току УУ.
Входное сопротивление УУ с ОС определяется способом подачи сигнала ОС во входную цепь, поэтому:
Выходное сопротивление УУ с ОС определяется способом снятия сигнала ОС в выходной цепи, поэтому:
Описанный усилитель целесообразно выполнить в виде ИМС с внешней цепью ОС, что позволяет в широких пределах изменять его характеристики.
3.6. Дополнительные сведения по ОС
3.6.1. Комбинированная ООС
В УУ возможно применение различных видов ООС одновременно. Характерным примером в этом отношении является каскад с ОЭ и комбинированной ООС (рисунок 3.7) — ПООСТ за счет R1 и ∥ООСН за счет R2.
Применение подобной комбинированной ООС (КООС) целесообразно в случае выполнения усилителя в виде гибридно-пленочной ИМС, поскольку резисторы, выполненные по толсто- или тонкопленочной технологии имеют уход параметров в одну сторону (в плюс или минус). Влияние R1 и R2, например, на коэффициент усиления противоположны по знаку, поэтому одновременное их уменьшение или увеличение практически не скажется на результирующем коэффициенте усиления.
Рисунок 3.7. Усилительный каскад с комбинированной ООС
При приближенном анализе каскада с КООС следует учитывать, что коэффициент усиления будет в основном определяться ПООСТ, а Rвх и Rвых — ∥ООСН, поэтому:
Более подробно анализ каскадов с КООС представлен в [8].
3.6.2. Многокаскадные усилители с ООС
Для получения ООС в УУ необходимо, чтобы суммарный фазовый сдвиг φ, вносимый усилителем и цепью ОС, был равен 180° во всем диапазоне рабочих частот. В многокаскадном усилителе это требование обычно выполняется, строго говоря, только на одной частоте. На остальных частотах, особенно на границах и за пределами полосы рабочих частот АЧХ, j≠180°. Это происходит за счет дополнительных фазовых сдвигов, вносимых реактивными элементами схемы усилителя, причем эти сдвиги будут тем больше, чем большее число каскадов охвачено общей цепью ООС. При дополнительном фазовом сдвиге 180°, j=360° (баланс фаз), ООС превратится в ПОС, и, если βК>>1 (баланс амплитуд), усилитель превратится в генератор.
Теоретически одно- и двухкаскадный усилитель с частотно-независимой ООС устойчив при любой глубине ОС, трехкаскадный — при F≤9, однако практически, с учетом запаса по устойчивости и возможностью дополнительных фазовых сдвигов, рекомендуют брать F≤5 для однокаскадного, F≤4 для двух и F≤3 для трехкаскадного усилителя, охваченного общей ООС. Не рекомендуется охватывать общей ООС более трех каскадов, если же это необходимо, то возможно использование специальных корректирующих цепей, которые будут рассмотрены в подразделе 6.6.
3.6.3. Паразитные ОС в многокаскадных усилителях
Т.к. для различных каскадов многокаскадного усилителя обычно применяют один и тот же источник питания, то из-за наличия его внутреннего сопротивления ZП (рисунок 3.8) в усилителе возникают паразитные (нежелательные) ОС. Переменная составляющая тока каскадов (преимущественно оконечного) создает на ZП переменную составляющую UП, которая поступает в цепи питания предыдущих каскадов и тем самым замыкает сразу несколько петель паразитных ОС, что может привести к самовозбуждению.
Для недопущения самовозбуждения необходимо, чтобы петлевое усиление βК
Наши
заблуждения
Не секрет, что знания (в широком смысле) есть субъективный образ реальности. В более узком смысле знания трактуются как обладание некоей объективной (проверенной) информацией, позволяющей решить конкретную задачу.
Насколько объективен ваш образ реальности?
Попробуйте проанализировать, какая часть ваших знаний получена истинным путём, т.е. либо из вашего непосредственного опыта, либо как результат вашего мышления, опирающегося на основополагающие истины и научно обоснованные понятия.
Это и будет то непреложное, на что вы можете полагаться при выборе аппаратуры. Остальные примерно 80-99% всех чужих пара-квази-анти-лже-псевдо-как-бы знаний, полученных из сфабрикованных статей, обильно снабжённых потрясающей красоты картинками, шестизначными ценниками и крайне субъективными словоизвержениями экспертов – одиночек я предлагаю вам незамедлительно забыть.
Но навсегда запомнить, что Научные объяснения направлены на сознание. А реклама всяких дорогих аудиофильских штучек действует на подсознание. Гораздо более эффективно действует, человеку трудно идти против своей веры. В общем, берегите, люди, голову!
В сущности, почти все, что мы считаем своим знанием почерпнуто из того, что под руку или прямо в уши из эфира попало. Мы сызмала и самым примитивным образом становимся жертвами маркетинга, паствой профессиональных и хорошо оплачиваемых «гуру». Нам много рассказали о тонкостях звучания того или иного кабеля, о всевозможных влияниях помех из сети, об ошибках при чтении лазерных дисков, джиттере……..о великом множестве процессов, которые должны влиять на звук.
Мы теперь точно знаем, чтО именно должно влиять! Но каковы эти влияния в численном выражении, и самое главное, можем ли мы это услышать?! Об этом нам как-то не сообщили.
Напомню, что влияния, схожие по результату, складываются как корень из суммы квадратов. 5% и 1% дадут не 6%, а всего 5.099%. Говоря иначе, при анализе каких бы то ни было влияний нужно знать хотя бы порядок их малости. Иначе мы просто обречены быть Дон Кихотами! Страшилок и ветряных мельниц Адепты Тайного Знания понапридумывали очень много…
Я не против эзотерики и даже некоторых суеверий, поскольку (как и все мы в этом мире) не обладаю всеобъемлющей полнотой картины! Напротив, я стараюсь во всём найти рациональное зерно; однако некоторые вещи я знаю очень хорошо.
Итак, Страшилки, простите, наши типичные заблуждения
Вера — признание чего-либо истинным, часто — без предварительной фактической или логической проверки, единственно в силу внутреннего, субъективного непреложного убеждения, которое не нуждается для своего обоснования в доказательствах, хотя иногда и подыскивает их.
Заблуждение №1
О том, что высокая степень интеграции отрицательно сказывается на звучании.
Производители аппаратуры навязывают мысль о том, что для достижения хорошего результата категорически необходимо иметь отдельные компоненты, соединенные мудрёными шнурами. Соглашусь, это хорошо для человека с толстым кошельком, и совершенно здОрово для самогО производителя.
Однако можно привести пример, когда даже в очень хорошей аппаратуре отлично уживаются и импульсный блок питания, и развесистая цифровая часть, и высококлассные ЦАП и АЦП, и даже микрофонные предусилители. Речь сейчас идёт о профессиональном микшерном пульте.
Просто инженер – разработчик хорошо знал, что и как можно делать, а чего и почему нельзя.
Вообще, когда вам говорят про то, что что-то лучше, что-то хуже, неплохо бы поинтересоваться насколько в процентах это «хуже» хуже того, что «лучше». И заодно спросить красивоговорящего, действительно ли только в цене заметно это «улучшение» Задайте как-нибудь такие вопросы, реакция бывает крайне любопытной.
Для слуха обычного человека, действительно, разговор грамотных людей о ООС может показаться ну пОлной профанацией. Применяются термины вроде «частота единичного усиления», «запас по фазе», «петлевое усиление», «корректирующее звено», «сигнал ошибки» и т.п. Попахивает какой-то наукой, от которой хай-ендщики (а большинство из них не обременены глубокими техническими знаниями, т.е. являются в техническом смысле обычными людьми) бегут как от чумы, и где-то в глубинах сознания рождаются смутные сомнения… Хорошо, если они выходят наружу в форме научного интереса и желания разобраться. И плохо, если заседают внутри, рождая уже панический страх или фобию.
Подробнее о ООС здесь
Заблуждение №3.1
О «уникальности» качества усилителей без обратной связи
Повторюсь, не бывает усилителей вообще без обратной связи; например, в схеме эмиттерного (истокового, катодного) повторителя, по которой собрано 99,5% всех выходных каскадов присутствует 100%-я местная ООС по току. Проще говоря, местная ОС является неотъемлемым свойством любого усилительного каскада, и говорить о её вредности просто глупо.
Самое время разобраться, чем же общая ОС отличается от местной.
1. И в том, и в другом случае часть напряжения (тока) с выхода усилителя подаётся в противофазе на его вход.
2. И в том, и в другом случае используются схожие схемотехнические решения, обычно разница только в номиналах резисторов, которые и определяют глубину местных ОС.
3. Местная ОС лианеризует каскад усиления, но лишь до определённого предела, около 0.05 – 0.2% общих гармонических искажений. Ограничения накладывают физические свойства активных элементов. Общая ООС свободна от этого принципиального ограничения.
4. Сдвиг фазы в схеме без ОООС совершенно неопасен, поскольку не может превышать 90 градусов для каждого каскада, и условие устойчивости соблюдается автоматически. В схеме с ОООС, состоящей из нескольких каскадов этот фазовый сдвиг «накапливается», и это является единственным ограничением на глубину ОООС. Подробнее здесь.
И, если верить эзотерикам, звук «убивает» только общая ОС, но никак не местная, что позволяет локализовать проблему именно в сдвиге фазы.
Интересно, что фазовый сдвиг в усилителе понятие в некотором смысле виртуальное и для звуковых частот никак не связано с задержкой распространения сигнала во времени, от которой на самом деле очень зависит качество работы ОООС. Задержка, эквивалентная сдвигу фазы 90 градусов на частоте 20кГц – примерно 12 мксек, и никакой, даже самый медленный усилитель такой задержкой не обладает. Для сравнения, в ES6.2 задержка от входа до выхода составляет 60 нсек, т.е. в 200 раз меньше. Соответственно, общая ООС в нём работает совершенно так же, как и любая местная.
Итак, на что вы можете расчитывать, становясь владельцем усилителя с гордой надписью «усилитель без ООС»